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Realizzazione e misure

Eseguita l’analisi di cui sopra, si è proceduto nella realizzazione del circuito studiato, ossia il PA in classe E con reti di adattamento ed ingresso sinusoidale.
Per la realizzazione del layout, è stato utilizzato un tool di ADS che permette di progettare circuiti stampati con piano di massa, per poi esportarlo in formato gerber, necessario per ulteriori elaborazioni con i software CircuitCAM e BoardMaster, per poter pilotare la fresa a controllo numerico LPKF Protomat C60.
La necessità del piano di massa è dovuta essenzialmente alla frequenza di lavoro alla quale il segnale si trasmette in presenza di strutture a microstriscia; l’equipotenzialità del piano viene assicurata dalla realizzazione di via-hole. Infatti, dopo aver realizzato i fori con la fresa, questi sono stati metallizzati facendo uso della LPKF MiniContac II, che esegue in  step successivi il lavaggio, il deposito della grafite e la successiva metallizzazione in cella galvanica.
Per il substrato, è stata utilizzata la vetronite (FR04) con spessore da 0.8 mm, avente una costante dielettrica relativa media εm = 4.4, trattandosi di un materiale anisotropo e disomogeneo. Lo spessore del rame è di 35μm.
I componenti passivi utilizzati sono stati di tipo SMD (Surface Mount Device), ossia per montaggio superficiale.
Il prototipo realizzato ha dimensioni di (37.4789 x 38.8843) mm2.
Realizzato il prototipo, sono state effettuate diverse prove e misure utilizzando il generatore di segnali (250 KHz ÷ 4 GHz) HP E4433B e l’analizzatore di spettro (avente banda 9 KHz ÷ 26.5 GHz) HP E4407B.
Per la post-elaborazione delle misure realizzate, è stato utilizzato il software MATLAB 6.5.1.


Tab. X: Componenti SMD utilizzati per il montaggio del circuiti stampati. 
Tab. X: Componenti SMD utilizzati per il montaggio del circuiti stampati.

Sottoponendo il circuito a varie prove, un risultato significativo è stato che lo stesso presentava un comportamento migliore in termini di efficienza e guadagno in assenza di polarizzazione sulla rete d’ingresso (VPOL = 0.57 V da progetto), cortocircuitando l’induttore L2 a massa attraverso un ponticello, come visibile in fig. 52.4. Questo comportamento è stato analizzato a posteriori al simulatore: il risultato dal confronto tra la fig. 44.4 b) e la fig. 53.4 evidenzia, nel secondo caso, una maggiore escursione della tensione sulla base che raggiunge anche valori negativi, contribuendo a pilotare meglio il bjt come  switch,  mentre in presenza di polarizzazione, la tensione sulla base non scende al di sotto di 0.3 V.
 
Fig. 51.4: Disposizione dei componenti sul layout. 

Fig. 51.4: Disposizione dei componenti sul layout.

Tuttavia si riscontra una più elevata efficienza di collettore, η = 74.081 (+2.775 %), a scapito di una PAE nettamente più bassa, pari al 59.993 % (-10.227 % ).
Dalle misure risulta che la massima potenza d’uscita, Pout = 20.24 dBm, e il guadagno massimo, G = 7.8 dB,  sono stati riscontrati alla frequenza di 698.2 MHz, in corrispondenza della quale si ha η = 56.4 %, PAE = 48.15 % e (fig. 54.4). L’efficienza di collettore massima, η = 62.41 %, è stata riscontrata alla frequenza di 710 MHz (Pout = 19.67 dBm), mentre la massima PAE, 48.73 %, alla frequenza di progetto di 700 MHz (Pout = 20.6 dBm). Ciò è abbastanza in accordo con le simulazioni, come evidente dal confronto tra fig. 45.4 e fig. 55.4.


Fig.52.4: Prototipo realizzato in laboratorio. 

Fig.52.4: Prototipo realizzato in laboratorio.

Fig.53.4: Andamento delle tensioni all’ingresso del circuito,  vin, e sulla base del transistor, vb, in assenza di polarizzazione della rete d’ingresso. La tensione vi  rappresenta la tensione a vuoto del generatore di segnali. 

Fig.53.4: Andamento delle tensioni all’ingresso del circuito,  vin, e sulla base del transistor, vb, in assenza di polarizzazione della rete d’ingresso. La tensione vi  rappresenta la tensione a vuoto del generatore di segnali.

 Fig. 54.4: Misura della massima potenza d’uscita.

 Fig. 54.4: Misura della massima potenza d’uscita.

Fig. 55.4: a) Efficienza di collettore, PAE e b) guadagno al variare della frequenza del segnale d’ingresso. 
Fig. 55.4: a) Efficienza di collettore, PAE e b) guadagno al variare della frequenza del segnale d’ingresso.

In buon accordo con le simulazioni, è l’andamento della potenza d’uscita e della potenza assorbita dall’alimentazione al variare della frequenza (fig. 56.4).

Fig. 56.4: Andamento al variare della frequenza della potenza d’uscita e assorbita dall’alimentazione. 

Fig. 56.4: Andamento al variare della frequenza della potenza d’uscita e assorbita dall’alimentazione.

Le misure in funzione della frequenza sono state effettuate in un intervallo di 100 MHz, tra 650 MHz e 750 MHz, a step di 10 MHz, analogamente alle simulazioni. La tensione di alimentazione era di 4.5 V e il segnale d’ingresso aveva una potenza di 14.1 dBm.
Successivamente il PA è stato caratterizzato in funzione della tensione di alimentazione, nell’intervallo compreso tra 1V e 5.5 V. Il segnale d’ingresso aveva frequenza pari a 689.2 MHz e potenza di 14.1 dBm.

Fig. 57.4: a) Efficienza di collettore, PAE e b) guadagno al variare della tensione di alimentazione.      
Fig. 57.4: a) Efficienza di collettore, PAE e b) guadagno al variare della tensione di alimentazione.

La massima potenza d’uscita, POUT = 22.65, e il guadagno massimo, G = 8.55 dB, sono stati rilevati in corrispondenza di VCC = 5.3 V, mentre l’efficienza di collettore massima, η = 63.33 %, è stata ottenuta per VCC = 2.5 V e la PAE massima , 48.71 %, per VCC =4 V (fig. 57.4 e fig. 58.4).

Fig. 58.4: Andamento al variare della tensione di alimentazione della potenza d’uscita e assorbita dall’alimentazione. 

Fig. 58.4: Andamento al variare della tensione di alimentazione della potenza d’uscita e assorbita dall’alimentazione.

Nel range [3 ÷ 5.3] V si nota una buona dipendenza lineare tra la POUT e la VCC.  Tuttavia, per tensioni di alimentazione superiori a 5.3 V si è notato un rapido decadimento delle prestazioni del PA.
           
Fig. 59.4: a) Efficienza di collettore, PAE e b) guadagno al variare della potenza del segnale d’ingresso.     
Fig. 59.4: a) Efficienza di collettore, PAE e b) guadagno al variare della potenza del segnale d’ingresso.

La caratterizzazione rispetto alla potenza del segnale d’ingresso, nell’intervallo compreso tra 6 dBm e 16 dBm, con passo di 0.5 dBm, frequenza del segnale di 698.2 MHz e tensione di alimentazione VCC = 4.5 V, ha evidenziato un comportamento un po’ anomalo nel campo centrale di osservazione, in cui si è notata una tendenza  negativa delle caratteristiche del PA (fig. 59.4 e fig. 60.4). Il guadagno massimo, G = 7.90 dB, e la PAE massima, 47.27 %, sono stati ottenuti in corrispondenza di Pi = 14 dBm. La potenza d’uscita massima, POUT = 22.1 dBm, è stata osservata per Pi > 14.5 dBm, mentre l’efficienza di collettore massima, η = 55.45 %, per Pi > 15 dBm. Graficamente è stato rilevato il punto di compressione ad 1 dB pari a Pi = 6.6 dBm.

Fig. 60.4: Andamento al variare della potenza d’ingresso della potenza d’uscita e assorbita dall’alimentazione in a). Punto di compressione ad 1 dB in b).        
Fig. 60.4: Andamento al variare della potenza d’ingresso della potenza d’uscita e assorbita dall’alimentazione in a). Punto di compressione ad 1 dB in b)
 
L’analisi spettrale, fig. 61.4, condotta applicando un segnale monotono in ingresso a frequenza f0 = 689.2 MHz, potenza Pi = 14.1 dBm e tensione di alimentazione VCC = 4.5 V, evidenzia una buona attenuazione (-31.83 dB) della seconda armonica (f2 = 1.3784 GHz) e l’assenza della terza armonica (f3 = 2.0676 GHz), mettendo in luce il comportamento selettivo del PA dato dal buon funzionamento della rete d’uscita. Risulta che il coefficiente di distorsione armonica totale ,THD, coincide con il coefficiente di distorsione relativo alla seconda armonica, HD2. In particolare, si è ottenuto THD ≡ HD2 = 2.56 %.

Fig. 61.4: Analisi armonica: fondamentale e seconda armonica. 

Fig. 61.4: Analisi armonica: fondamentale e seconda armonica.

Successivamente, è stato applicato al PA un segnale modulato in frequenza: la frequenza del segnale modulante era fS = 50 KHz con una deviazione in frequenza Δf = 12 KHz, ottenendo un indice di modulazione m = Δf / fS = 0.24 e banda di Carson BRF = 2(m+1)fS = 124 KHz, come evidenziato in fig. 62.4.

Fig. 62.4: Spettro del segnale modulato e non modulato in frequenza. Banda di Carson. 

Fig. 62.4: Spettro del segnale modulato e non modulato in frequenza. Banda di Carson.

Lavorando con un basso indice di modulazione, m<<1, come previsto dagli standard di telefonia mobile, si garantisce un guadagno uniforme nella banda di Carson, BRF = 2fS , evitando distorsioni nel segnale trasmesso. Ciò è stato verificato in fase di misura, visualizzando il segnale modulato proveniente dal PA e il segnale modulato non amplificato; con una post elaborazione al MATLAB, si evidenzia che il guadagno si mantiene abbastanza costante in tutta la banda di interesse (fig. 63.4).

  
Fig.63.4: Segnale modulato in frequenza prima e dopo essere stato amplificato in a). Andamento del guadagno nella banda di Carson in b).
Fig.63.4: Segnale modulato in frequenza prima e dopo essere stato amplificato in a). Andamento del guadagno nella banda di Carson in b).

Le ultime prove hanno riguardato il tunning del PA, alla ricerca di prestazioni migliori. Le modifiche più significative hanno riguardato l’induttore L5 , il cui valore è stato portato da 5.6 nH a 8.2 nH, ottenendo una potenza d’uscita POUT = 22.18 dBm, a fronte di una potenza d’ingresso Pi = 14.5 dBm e potenza assorbita Pass = 24.17 dBm, cui corrisponde un’efficienza η = 63.4 %, PAE = 52.5 % e guadagno G = 7.68 dBm. La successiva  eliminazione della capacità C3 ha determinato i valori massimi, ottenuti in assoluto,della potenza d’uscita, POUT = 22.18 dBm, dell’efficienza, η = 63.8 % e PAE = 56.80 %, del guadagno, G = 9.61 dB, a fronte di una potenza d’ingresso Pi = 14 dBm e a scapito della massima potenza assorbita Pass = 25.56 dBm.


Tesi di Laurea:
"Progetto di PAs switching - mode per applicazioni lineari alla telefonia cellulare 3G"

di Domenico De Simone


- POLITECNICO DI BARI -
- Facoltà di Ingegneria -
- Corso di Laurea in Ingegneria Elettronica -
- Dipartimento di elettotecnica ed elettonica -
- Anno accademico 2002-2003 -